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1、漫谈交换式电源的原理与设计上一回我们以.MC34063A的实际电路说明f电路中各个零件的功能,并简单介绍了设计这样的电路时，设计过程的各种迭代与考虑。这一回我们要来实际算出一个可以工作的电路。设计目标我们这次设计的目标，是要用MC34063做出一个以3.6V单颗锂电池为输入，5V为输出的升压电路。我们希望最大的输出生流要能够供应到300mA。根据能量守恒定律，如果5V输出要有300mA,在效率1解的状况下，3.6V输入的电流就要有5(V)*300os1.ca1.cu1.ator或是MC34063boostdesigntoo1.J.就可以找到一大堆网页可以梢助你在线做计算。除了网页版的工具外，也
2、可以找到一些脱机的设计工具可以下栽。我们接下来就以这个设计在线设计工具为范例，来完成这个电路。打开这个网址，你会看到这样的画面：这个网站是一个叫MadiSKaa1.的爱沙尼亚人所维护的，他的正职虽然是软件工程师,但其实也是个理性技术的爱好者，他的网站上有很多跟硬件相关的题目可以参芍，而这个MC34063的设计工具就是他的网站上很常被使用的工具之一。这个设计工具用起来其实很简单，只要在左上角的输入区打入需要的设计参数，再按下Ca1.cu1.ate按钮,设计的结果就会出现在下方的框框里。刚进入网页时，画面上的参考电路并不是boostconverter,而是降压用的buckconverter,不过这
3、个工具会自动根据我们键入的输入电压与输出电压之间的关系，而自动显示对应的电路图。我们在输入字段键入以F参数：Vin：3.6VVout：5V1.out：300mAVripp1.e：先空着不填Fmin：50kHz按下Ca1.CUIaIe按钮之后，画面上就会出现设计结果，右边的参考电路图也会跟着变为boostconverter的电路。我们上次有提过电感大小与交换频率之间的关系：频率越高，就可以用越小的电感：但频率越高，交换损失会越大，而且MC3463的最高交换频率只到100KHz.一般我们用MCMO63设计boos1.电路时,交换频率大概会设定在20KHz到80K1.1.z之间，这算是MC34063
4、用起来比较舒服的交换频率区间。以这个设计来说,我们先设定交换频率为50KHz,设计工具就会利用输入、输出之间的电压比例以及交换频率，计算出最小所需要的电感值。根据上面算出来的结果，最小所需要的电感值是21U1.1.我们上次有说过，交换式电源只有最小J电感值，在这个值以上你爱用多大就用多大，不过用太大只是浪费而已。如果算出来的最小电感值很大，大到零件选用上有困难，这时我们就需要提高交换须率，利用损失点效率来换取电感的大小。不过以目前的试算来看，21uH是一个还算合理的数值。一般的工型或环形绕线电感,在100U1.1.以下都是很容易取得的零件。选择电感时，除J感值之外，另一个需要注意的参数是电感的
5、耐电流。上面的试物招我们算出了Ipk峰值电流这个数字，这就是这个电路在切换的周期中，流过开关血侬的最大电流。由于电感跟开关晶体管是串联在一起的，因此晶体管上的峰值电流也就是电感上的峰值电流。以上面的试算来看，峰值电流是1.015A,我们在选择电感时，就要找感值21UH以上，最大电流1.0I5A以上的零件。电感组件的选择举个例子来说,我们看看电感供货商Coi1.craf1.的RFB1010系列。这是直径为11mm的插件里绕线电感，根据它网站上的资料,它22u1.1.型号的饱和电流为4100mA,因此这个型号可以用在上面那个电路。当然我们也可以用更大感值的型号，如27UH或是甚至47U1.1.的。
6、般来说，随着感值的增加，绕线所需要的线长就会增加，因此电感上的DC虫阻也会跟着增加，交换电路在电感上的损耗就会随之增加，所以我们并不倾向用大于最低感值太多的电感。MC34063内部的开关晶体管最大可以承受1.5A的电流，因此在不使用外部开关组件的前提下，电感上的电流应该也不能超过15A决定广电感后，再来看其它的零件.Ct是用来决定交换频率的timingcapacitor,设计工具会自动根据我们设定的交换频率算出C1.的值，以上面这个例子来说,如果要震出50kHz的须率，Ct就要用327pF.不过呢，除非你去找包容!逾订制，股来说我们买不到327PF这种数值的包容基。E-series数列大部分的
7、被动组件数值都遵循一个叫做E-series从优数的数列。最常用的E-SerieS是E-24,所谓E-24就是它把零件的数值从I到10之间分割为24个数字，因此E-24序列就是：1.0、1,1、1,2、1.3、1.5、1.6、1,8、2.0、2.2、2.4、2.7、3.0、3.3、3.6、3.9、4.3、4.7、5.1、5.6、6.2、6.8、7.5、8.2、9.U因此我们买电阻的时候，有430Ohn1、4.3K、4.7K.5.1K的电阻,但不会有5K的电阻。电容器也是样的状况,在E-24系列的电容器里,你可以买到300pF、330pF的电容，但是不会有327PF的电容，甚至在精度更高的E-92
8、或是E-192序列中，也没有327这个数字，酸接近的值是E-192系列的328pF.使用设计辅助工具时，我们常常会遇到这种免出来但是买不到零件数字的状况。这时候，我们可以挑选故接近可以买到的零件数字，再将它代回去计算，看看零件数值造成的误差是否在可接受的范围。以上面的这个电容数值的差异来看,如果我们用330pF取代327pF,容值的误差是3pF,以比例来看就是迷，这对50KHz的交换频率来说误差大概是0.5KHZ,而由于330PF比327PF大,因此频率会往较低的方向偏移。当交换频率比预期低时，我们就要考虑电感会饱和的可能性，不过由于频率只偏低1%,而如果我们用22UH的电感取代原来计算出来的
9、最小电感值21U1.1.电感比预期的值增加的比例会是1/21=4.7%左右，所以电感值的变大一定可以补偿这个频率偏移。至于决定输出电压的两个分压电阻，我们运气很好，计算出来的两个零件数值IKQ和3K都是E-24series中有的数值,因此可以调出刚刚好的输出电压。其实这是个美阑的巧合造成的：MC34063的电压比较器内部参考电压是1.25V,刚好是5V的四分之,所以利用一比三的电眼值刚刚好可以做出四分之一的分压电路.MadisKaa1.的这个设计工具其实很贴心，它在计算分压电阻时，会自动从E-24series的数字中选择R1.和R2的数值，并告诉你最后计算出来的电压。有兴趣的读者可以试着招输出
10、电压改成12V：它会算出RI要用1.5KdR2要用13KQ而在这样的组合下，设定出来的输出电压会是12.08V,不过这个电路是没办法运作的，因为在其它条件不变的前提F,如果要把3.6V升到12V,又要有300InA的输出电流，电感和晶体管上的峰值电流Ipk会高达2631m,已经远远超过MC31063可以应付的1.5A甚多.这个设计工具也会自动根据Ipk帮我们计算MC34063的电流侦测电阻Rsc,以避免电感或晶体管上的峰值电流超过设计的目标。Rsc算出来的值不会从E-24series中挑选，因此我们也需要像决定timingcapacitorT羊,回头去试算一下。设计迭代至于刚刚我们省略没填的V
11、ripp1.o,意思是我们预期输出的最大涟波电压，这个电压会由输出电容器Co来决定，越大的输出电容可以造出越平滑、涟波越小的输出，但这之间的关系并不是线性的，而且由于交换式电源的特性，你不可能造出完全没有涟波的输出。MC34063的交换频率以现在的技术来说乂是相对低的，对它输出涟波电压更不利。我们试着在原来的设计参数中输入10mV的涟波电压限制，看看输出电容港Co要放多大才能达到10mV的涟波电压：如果要达到10mV的涟波电压，需要放颗2209UF的输出电容，这时一颗很大、很大、很大的电容器，大到不切实际。如果我们将Vripp1.e改为100mV,输出电容就只需要221u1.,这个数字就变得比
12、较合理，虽然220UF的电容器仍然质大一颗的。如果我们希望降低输出涟波，但又没办法放这么大的电容器时，该怎么办呢？这时我们可以增加交换频率,因为涟波的成因是boostconverter在充电、放电的过程中电流不连续造成的，我们用输出电容当作个小水库来缓冲这个不连续。如果增加交换频率，电流不连续的周期时间就可以缩短，相对来说涟波就会变小。我们试着在Vripp1.e-100mV的前提下把交换频率增加到80kHz：在80KHz的交换频率卜;要达到100InY的涟波电压只需要138UF的输出电容，明显比刚刚小很多，而I1.在这个工作频率下，所需要的最小电感值也降到13uH,似乎是举两得。不过对MC34
13、063来说，要在80kHz的交换频率下工作，它其实己经有点吃力J,主要的原因我们上一回有说过：它里面的开关晶体管并不是非常快的组件，工作频率越高，晶体管上的开关损失就越大，整体电路的效率会越低。如果这时候我们有个速度很快的开关晶体管来都忙，是不是就可以做出交换频率很高、涟波电压很低，又可以使用很小颗电感的boost电源电路?没错，这正是交换式电源IC的发展方向。现今的交换式电源IC拜至昱体制程进步之蜴，利用MOSFET做为开关品体管都可以工作到1MHz以上的频率，不仅可以使用很小颗的电感,电路的稳压反应速度和输出涟波电压都可以有显著的改善。小结这一回我们利用一个在战的设计工具示范了MC31063的设计及零件选用的过程，并示葩了在不同特性之间取舍的设计迭代过程。我们在计算涟波电压与输出电容之间的关系时，发现交换频率的增加时丁改善输出涟波以及减小电感这两件事都有正面的影响，下一回我们就来看看，现今比较进步的交换式电源IC在提高交换频率到1MHz以上时，可以做到什么程度。
