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1、用于联合战术通信系统(JTRS)的宽带大动态范围跳频收发信机AntonArriagada,Hsuan-yuMarcusPan,JonmeiYan,DonaldF.Kimball,1.awrenceE.1.arson摘要：在美国圣地亚哥加利福尼亚大学进行的联合战术通信系统(JTRS)工程中采用了宽带高动态范围的跳频收发信机。该收发信机采用的射频(RF)频率范围为200MHZ3.2GHz,并可提供78dB的最大动态范围，快速跳频本地振荡器(1.O)通过直接数字频率合成(DDS)和连续倍频来实现。关键词：跳频、JTRS,收发信机、宽带i.介绍JTRS作为下一代软件定义无线电ISDR)被用于美国的军用
2、电台，所支持的标准包括现有的军用通信标准：如宽带组网波形(WNW)、士兵电台波形(SRW)、联合空中组网一战术优势(JAN-TE),移动用户目标系统(MUoS)、单信道地空无线电台(SlNCGARS)、1.ink-16、增强型位置定位报告系统(EP1.RS)高频(HF)、超高频卫星通信(UHFSATeoM)和APCO-25。另外，JTRS需要与现有的商用无线标准如IEEE802.11abgn.GSM、CDMA和W-CDMA保持它们的互操作性。按照上述这些要求，一个具有大带宽、高动态范围的具有跳频能力的收发信机作为一个有潜力的解决方案被提出。在这个结构中，跳频使得认知无线电的功能得到软件定义无线
3、电调制的支持，基于本地振荡器的直接数字频率合成器(DDS)的实现与锁相环途径相比，能够获得更快速的跳频建立时间。该论文的内容提要如下：第Il局部评论了JTRS收发信机的要求；第川局部描述了系统实现的过程；第IV局部给出了测量结果；第V局部总结了收发信机全部的性能；第Vl局部给出了结论。ii.要求JTRS的软件无线电(SDR)的主要要求是发射和接收多种波形和标准，表I概述了某些现有的军用和商用通信标准的信号特性。实现的各种途径都是对设计一个能够满足所有标准的软件无线电的射频(SDRRF)前端提出了挑战：一种途径是采用数字逻辑电路(如现场可编程门阵列(FPGA)组成一个完全数字和紧凑的收发信机，但
4、这种方法只能有相对小的带宽；其它的途径是采用模拟前端，焦点是有限的RF窄带应用，如GSM和802.11。EttUS公司最近发布了一个全双工的收发信机，频率范围为50MHZ2GHz,主要用于商用。表I现有的军用/商用通信标准波形调制频率速率/带宽(BW)WNWOFDM2MHz-2GHz23Mbps10MHzSRWQB1.-MSK1.755-1.85GHz-1.2Mbps/1.2MHzMUOSWCDMA300-400MHz384Kbps/3.84MHzSincgarsCPFSK30-88MHz16kbps1.ink-16TDMA969-1206MHz238kbpsEP1.RSTDMA420-450
5、MHz57-486kbpsHFMFSK0.1-30MHz800bpsUHFSATCOMPSKOQPSKFSK0.3-3GHz5-25kbpsAPCO-25FDMATDMA0.7-0.8GHz6.25kHz802.11aOFDM5GHz54Mbps/20MHz802.11bDSSS2.4GHz11Mbps/20MHz802.11gOFDM2.4GHz54Mbps/20MHz802.11nOFDM2.4/5GHz150Mbps/40MHzGSMTDMA0.9/1,8GHz270kbps/25MHzTD-CDMACDMA1900-1920MHz20102025MHz3.84MCPS1.65MHzWC
6、DMADS-CDMA1885-2025MHz2110-2200MHz3.84Mcps/5MHziii.实现该项工作的主要目的是：一个频率范围为200MHZ3.2GHz电台支持传统的和现有的VHF/UHF波形。该项工作得到联合工程执行办公室联合战术系统(Jpeojtrs)的SPAWAR系统中心的支持。收发信机的所有其它性能指标要最大限度地支持宽带能力。宽带跳频也是JTRSSDR的一个要求。商用宽带SDRRF前端常常采用宽带压控振荡器(VCO)和锁相环路(P1.1.)来获得好的相位噪声性能，但付出的代价是上变频和下变频的建立时间较长，相反地，在这项工作中采用基于本地振荡器(1.O)的直接数字频率合
7、成器(DDS)那么可提供较快的转换响应时间。宽带接收机如图1所示，一个RF输入信号通过一个手动调谐的固定频带带宽的带通滤波器消除干扰，并通过一个低噪声放大器(1.NA)放大该信号，以获得一个高的信噪比(SNR)。一个AGC(自动增益控制)输入大动态扩展电路，采用一个对数功率检测器通过将检测到一个功率与一个设定的阀电压Vrefl进行比拟，将一个放大器或衰减器转换接入电路,动态扩展电路将RF信号调节到一个可以最大限度利用AGC环路动态范围的最正确功率电平，AGC环路采用由另一个对数检测器控制的可变增益放大器，通过与另一个参考目标电压Vref2.比拟，以维持该环路的输出电平。VQ基带信号可通一个直接
8、变换正交解调器阵列获得，解调器阵列的目的是提供目标RF频率(200MHz3.2GHZ)的连续覆盖范围。该阵列利用低/高频段解调器通过外部软件控制VSwItCh能够转换成接收机电路，以到达宽带解调的目的。低频段解调器用于接收200MHZ400MHz的信号，而高频段解调器工作在400MHZ3.2GHz频段。图1宽带接收机发射机如图2所示，它具有以下特性：一个正交直接变换调制器阵列采用了类似接收机解调器阵列和输出功率控制环路的设计。基带VQ信号或者通过一个低频段正交I/Q调制器或者高频段正交I/Q调制器上变频到射频(RF),RF输出功率电平通过设置目标参考功率Vref3来控制。对数检测器监控发射机的
9、RF输出电平，并调节可变增益放大器(VGA)的增益，以维持目标输出功率。输出功率控制环路的鼓励(功率)放大器提供线性放大以驱动外部功率放大器和天线。Vref1Vref2和Vref3可用于调谐接收机和发射机电路以获得特定的峰值与平均功率比，这样，防止了信号压缩相关的非线性特性。图2宽带发射机一个宽带跳频本振(1.O)频率合成器如图3所示。频率合成器由一个起参考时钟作用的锁相环(P1.1.)、提供从100MHZ200MHZ范围的频率控制的直接数字频率合成器(DDS)和四个串联的频率双链路组成。每个链路由一个放大器、一个无源倍频器(提供加倍)和一个自适应源波器转换器组成，以消除在频率倍增过程中产生的
10、谐波。频率合成器可提供本振(1.O)频率(从200MHZ32GHz范围的倍频程间隔)，由锁相环(P1.1.)提供的参考信号保证良好的相位噪声响应，并减少DDS输出的频率不确定性。由于采用了一个DDS,与传统的本振(1.O)产生的P1.1.通路相比，跳频率得到了提高。图3宽带跳频本振(1.O)频率合成器三个系统接收机、发射机和木振(1.O)频率合成器)是根据元件制造商的赋值板构建的，一个基于赋值板的平台可以进行快速样机模型设计和使系统最优化。一旦最终系统结构确立，该系统就可以集成到一个单板上，以获得小的(紧凑的)形状系数。因此，在这一级设计上，目前系统的整个尺寸和重量的评估并不是至关重要的，因为
11、可以通过将来的努力而对形状系数进行进一步最优化。iv.测量结果所有在小于400MHZ范围内所做的测量是通过低频段的调制器和解调器转换到它们相对应的链路而进行的，而频率大于400MHZ范围内的测量是通高频段的装置进行的。接收机的输出功率PoUT与射频(RF)输入功率PlN之比方图4所示，接收机获得一个80dB最大转换增益(CG)。随着输入功率的变化，输出功率显示出一个相对恒定电平，还显示出自动增益控制(AGC)环路对于变化的输入功率具有补偿作用。随着射频(RF)输入信号频率的增加，可维持的输出电平和补偿范围由于可变增益放大器(VGA)带宽的限制变得减少，并且，最终由宽带定向耦合器控制。这种折中的
12、处理是需要的，这样，自动增益控制（AGC）不会使具有顶峰值与平均功率比的信号包络失真，与输入功率相对应的个65dB的增益补偿可在频率为3.2GHZ时观察到。图4.测出的接收机输出功率POUT与射频（RF）输入功率Pz的关系曲线一个具有7.776MHZ符号率IROotNyqUiSt滤波器=0.25）的8PSK信号被用于表现收发信机的性能特性。对于邻信道功率（ACP）,根本信道的最大输出功率为-4OdBC或更低，Phigh定义了最高的可接收的接收机输出电平。80806060(Emp)MOa:Oau6d4240Frequency（Hz）Fig.5.Measuredreceiverdynamicran
13、ge.Phi由，andPIOWvs.frequency.图5测出的接收机动态范围、Phigh和PIOW与频率的关系曲线一个8.6MHZ的信道带宽可通过测量低功率状态下被占用的带宽（OBW）来决定，并且，将信道间隔设置为1056MHz。对于自动增益控制（AGC）的可维持输出电平PM下降-3dB所对应的输入功率说明有用的功率阈值较低。动态范围定义为Phigh与PIoW两者之间的差，图5显示了动态范围与中心频率的关系，从图中可以看出，接收机最大的动态范围为78dB,在3.2GHZ时降到46dB,接收机的动态范围受到大输入功率状态下邻信道功率的限制，并且，当调制器阵列的输入为小输入功率时，自动增益控制
14、（AGe）不能维持一个稳定功率电平。接收机的误差向量值（EVM）如图6所示，可以看出：对于输入功率为-6OdBm-IOdBm时，在200MHz3.2GHZ范围内所测出的EVM值小于-25dB。接收机的噪声系数（NF）如图7所示，它是在最大的增益条件下通过断开自动增益控制（AGe）环路，并且手动将可变增益放大器（VGA）设置为最大增益值的情况下测得的。在频率范围小于IGHZ时，测出的接收机NF值为小于4dB,当采用低频段或高频段的调制解调器时，由于高增益，NF的值不改变。发射机的增益、输出三阶截获点（OIP3）和输出压缩点（OPldB）如图8所示。这是采用一个双音信号（载波间隔为1MHz）进行的
15、线性测量。发射机的转换增益是通过断开输出功率控制环路并且将可变增益放大器（VGA）增益设置为它的最大增益值时测得的，在2GHz的情况下，其性能由于可变增益放大器（VGA）带宽的限制而降低，并且，还主要受到宽带定向耦合器在高于3.2GHZ时阻抗失配的影响。Phigh表示的是当维持一个邻信道功率（ACP）小于40dBc时的根本信道最大输出功率，除了PloW定义为控制回路能够驱动收发信机的最低输出功率除外，发射机动态范围的定义与接收机相似。图9显示的是发射机的动态范围、Phigh和PloW值。与接收机相似，发射机动态范围在大输出功率情况下由于邻信道功率（ACP）的降低而受到限制，并且,在小输出功率情况下，发送链路中可利用可变增益放大器（VGA）衰减。图6测出的误差向量值(EVM)与频率的关系图7测出的噪声系数(NF)值与频率的关系图8测出的发射机增益、输出三阶截获点(0IP3)和输出压缩点(OPI)与频率的关系图9测出的发射机动态范围、Phigh和PkM与频率的关系整个收发信机的跳频是在两个本振(1.O)频率之间(2.2GHz2.3GHz)通过将直接数字频率合成器(DDS)编程为跳变来实现的。一个具有50%占空度和可变频率的方波发生器用于扫描跳频率(FHR),一个矢量信
