《874-5G同步信号序列.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《874-5G同步信号序列.docx（5页珍藏版）》请在第壹文秘上搜索。
1、5G同步信号序列在LTE中，PSS用于初始符号定时和频率同步，以及三个PCl之一的检测。为此，在LTE中定义了三个PSS序列。每个PSS序列在基于ZadOff-Chu(ZC)序列的频域中形成，并对应于唯一的ZC序列根。PSS的这种设计可能允许使用该信号作为SSS进一步相干检测的参考。此外，它还减少了要测试的SSS序列的数量，以便检测504个PCl中的一个，因为检测到的PCl是CeIIID的一部分。从UE复杂性的角度来看，PSS的检测是初始接入过程中最困难的任务。在没有任何先验知识的情况下，UE应当盲目地测试关于符号定时、PSS序列(即ZC序列根)以及可能的部分载波频率偏移(CFO：carrie
2、rfrequencyoffset)的不同联合假设。在NR中，同步信号的位置与NR载波的中心频率不同，则要测试的假设总数会更大。为了减少假设的总数，从而降低UE的复杂度，在NR中应仅使用单个PSS序列。此外，单个PSS启用SFN组合增益，以改进同步网络中的定时检测。由于NR中只使用一个PSS,因此小区ID的检测不再依赖于PSS序列。在这种情况下，具有更多数量的SSS序列以保持至少与LTE中相同数量的小区id,即504,或甚至更多,比如1008。对于NR,让大量具有良好互相关特性的SSS序列保持与LTE中相同的SSS传输带宽将是一个挑战。因此，扩展可用SSS序列空间的直接方法是增加序列长度，这意味
3、着与LTE相比，NR中SSS传输的带宽更宽。NRUE可以指示SSB的时间索引，然而，UE完成初始接入需要其他信息，例如子载波间隔。在初始接入期间，还应向UE提供关于PBCH/数据信道的子载波间隔的信息。由于PSS和SSS的容量有限,因此应引入额外的三级同步信令(TSS：TertiarySynchronizationSignaling)o这种新的信令可以是基于序列的，其中不同的序列唯一地标识SSB时间索引、PBCH子载波间隔和其他必要参数的组合。另一个可能的选择是基于有效载荷的TSS设计。在这种情况下，SSB的时间索引、PBCH的子载波间隔和其他必要参数被编码为TSS的有效载荷。timetime
4、(a) TDM between NR-PSS/SSS/TSS(b) FDM between NR-PSS/TSS图1:同步信号结构图1显示了一个同步信号结构的示例。Ze成为进一步研究的良好起点的原因之一是LTEPSS采用了ZC。经过研究发现ZC序列在时间/频率偏移检测模糊函数中具有可怕的旁瓣。图2显示了长度为63且根索引为25的ZC序列的时间/频OFDM符号的率偏移检测模糊度函数，这是用于PSS的序列之一。在无噪声环境下，通过获取PSS互相关来绘制模糊度函数。ZC rt = 25, length 63ZC root = 25, length 63Time Offset samptejTime
5、Offs sample40-20020Time Offset (sampleFrequency Offset subcarrier图2:ZC序列长度为63,根指数为25（LTEPSS序列之一）的检测模糊性函数检测模糊度函数的假旁瓣的位置是预先确定的，并且是根索引的函数。这可以用解析的方法来表示。由于伪旁瓣位置已知且已被充分理解，因此在PSS捕获后的SSS检测期间，接收机有可能考虑伪旁瓣。然而，这将以额外处理为代价，例如SSS的盲检测和针对每个模糊定时位置的多个PBCH盲解码。如果PSS的设计可以使假旁瓣最小化，那么在小区搜索过程中，可能需要的额外处理可以重新定向到其他处理。有许多序列没有显示糟
6、糕的旁瓣，其中一个是纯M序列。图3显示了长度为63的M序列的时间/频率偏移检测模糊度函数，该函数由原始多项式x+x+l生成。它在原点附近显示了一个非常尖锐的峰值，并且在检测模糊度函数中没有假峰值。M-Seq poly = x*x1*1-80-60-40-20020406080Time Offset sampleM-Seq poly.= x*x1*1M-Seq poly = x6x1*1Time Offset sample图3:用6+x+1的原始多项式生成的m序列长度为63的检测歧义函数。总之，ZC序列具有错误的旁瓣，这归因于错误的时间/频率估计。虽然这些假旁瓣的位置已经被很好地理解，并且接收机
7、可能能够处理它们，但这是以额外的计算复杂性为代价的。将NRSSS扩展到更宽带宽的直接方法是重用类似LTE的结构。类似LTE的设计基于频域中交织的两个m序列。因此，根据该设计，可以通过增加m序列的长度来实现更长的NRSSS,例如，通过采用高阶生成多项式。使用m序列的一个优点是存在基于快速沃尔什-阿达玛变换(FWHT：FastWalsh-HadamardTransform)的简化检测算法。然而，由于在类似LTE的设计中使用两个较短的序列来传送小区ID,尤其对于小区边缘的uc,可能会出现小区模糊问题。这是一个自LTE时代以来就广为人知的概念，并在许多文章中进行了描述。唯一能完全解决小区ID模糊问题的
8、方法是在第一个In序列的基础上对第二个m序列进行置乱。在LTE中，仅使用8种不同的扰码来对第二个m序列进行加扰。这并不能完全解决小区ID的模糊性。第二个问题源于两个短序列的使用。使用m序列的最大好处是使用FWHT以0(Nlogn)复杂度执行ML检测，并且只使用加法器。常规ML检测需要0(N2)。虽然可以对单个m序列执行FWHT,但不存在检测两个m序列对的快速ML算法。对每个m序列执行分段ML检测将由于较小序列长度的较小扩频增益而导致性能损失。克服这个缺点的唯一方法是执行完全假设应检测，这可能非常复杂。为了克服上述问题，应考虑基于长序列的NRSSSo例如，可以从不同的本原多项式生成两个长度为N的
9、长m序列，并且按位异或操作以生成一个长Gold序列。图4所示的示例说明了基于GoId代码的NRSSS结构。两个长度为N的长In序列由一个GOld对本原多项式生成，并通过按位异或操作组合成一个序列。不同的小区身份可由两个In序列的两个循环移位版本确定。可以选择这两个原始多项式来获得两个不同SS序列之间良好的互相关特性。为了降低UE复杂度，可以限制序列之一的循环移位的允许值的数目。例如，我们可以使用长度为127的第一个m序列的4个循环移位，以及第二个m序列的所有127个循环移位。图4:基于GoId码的NRSSS结构示例对于这种SSS序列结构，UE可以通过首先用所有可能的循环移位（例如4个不同的循环
10、移位）解扰第一个m序列来执行快速ML检测。接下来，解扰后的接收信号通过FwHT来检测第二个m序列的循环移位。假设只使用第一个In序列的L（循环移位，则完整的ML检测复杂度限制为0（LNlogn）o只要第一个m序列的循环移位数是有限的，就可以很容易地执行完整的ML检测。两种NRSSS结构（类似LTE和基于GOld码）的检测性能如图5所示。对于该评估，NRSSS占用的最小SS带宽为5MHz,子载波间隔为30kHz。在这两种方案中，都使用了基于FWHT的真实ML检测算法。从图中可以看出，所描述的基于Gold码的结构能够提供比类似LTE的结构更好的性能。SNR.dB图5:PCID检测的误码率有两种可能
11、的方法至少可以指示SSB的时间索引。具体地说，时间索引可以由可能的TSS序列之一指示，或者编码为TSS的有效载荷。例如，假设NRSS的传输带宽为5mhz,子载波间隔为30khz,可用子载波的总数为144(12rbs)o如果TSS在时域中占用一个OFDM符号，则在NRPSS/SSS/TSS之间进行TDM的情况下，TSS的可用RE数为144,如图I-(a)所示。对于NRPSS/TSS之间的FDM,如图1(b)所示，可用TSSRE的数量为72。假设NRPSS和NRTSS在时域中共享一个OFDM符号，NRPSS占用6个RB。对于基于有效载荷的NRTSS设计，应采用稳健的调制和编码方案，以便即使在恶劣的干扰和噪声环境下(例如，当SINR=-6dB时)，也能对有效载荷提供足够的错误保护。这里的一个合理假设是，为NRTSS选择与PBCH相同的调制和编码速率，即QPSK和1/12。在这种情况下，NRPSS/TSS之间的TDM和FDM的有效载荷大小分别为24和12。例如，如果NR时隙内的SS块有两个不同的位置可用，并且包含SSB的NR时隙的总数为每个无线帧10个，则承载SSB时间索引的比特总数应等于5,以覆盖SSB的20个可能位置。因此，NRTSS的容量足以提供SSB时间索引的鲁棒传输。
